自熱式達林頓晶體管對可構成新的氣流傳感器

來源:中國半導體協(xié)會

       在可用于氣流檢測的眾多方法中，自熱式熱流量傳感器簡單、便宜、堅固而又靈敏。它們依賴于被加熱傳感器的空速(AF)和熱阻抗(ZT=℃/W)之間的關系，如下面的經(jīng)驗熱阻抗公式所示。它定量地為采用傳統(tǒng)TO-92封裝的自熱式2N4401晶體管的結溫升、功耗和氣流速度進行了關聯(lián)：

　　ZT=ZJ+1/(SC+KT√AF)

　　其中：ZJ=結殼熱阻抗=44℃/W；SC=靜止空氣下外殼到環(huán)境的電導率=6.4mW/℃；KT=“金氏定律”熱擴散常數(shù)=0.75mW/℃√fpm；AF=以fpm為單位的空氣流量。

　　圖1給出了在晶體管功耗為320mW、氣流速度從零(停滯空氣)到1000fpm(約11mph)情況下由上述表達式預測的結溫與氣流的關系。請注意，即使對于非常慢的空氣速度，靈敏度也很好，例如所示的50fpm(約1/2mph)點。

　　Q1充當圖1自熱傳感器的作用，其溫度系數(shù)以-1.5mV/℃將結溫轉換為電壓。LM10 200mV基準電壓A1將Q1電流調節(jié)至0.2V/R3=67mA，從而將Q1的功率耗散調節(jié)至恒定的67mA×4.8V=320mW。如圖1所示，由此產(chǎn)生的結溫增量提供了空速讀數(shù)，因為它從0fpm時的64℃下降到了1000fpm時的25℃，并且由于Q1的Vbe溫度系數(shù)，結電壓相應升高，從0fpm時的0.654V升高到1000fpm時的0.713V。

　　當然，這些數(shù)字與環(huán)境溫度有關，因此它們的準確解釋取決于對環(huán)境變化的準確補償。這就是達林頓連接及其“缺點”的來源。

　　自1953年由Sidney Darlington發(fā)明以來，達林頓對一直是一種流行的拓撲結構，因為其兩個晶體管的級聯(lián)電流增益相乘提供了優(yōu)勢。同時，它也有一個通常被認為是其缺點的是，這一對管的“導通電壓”(例如，Vbe)會不可避免地加在一起。相比之下，本設計實例將此壞事變成了好事。

　　Vbe1和Vbe2都包含有與自熱(對空速敏感)和環(huán)境溫度(對空速不敏感)成比例的溫度相關分量。但是，由于Q2的功耗非常小(約1mW)，其相應的自發(fā)熱要遠小于1℃，因此可以安全地將其忽略，使得Vbe2準確地僅取決于環(huán)境溫度而不是空速。

　　因此，Q2基極的信號是R1-R2分壓器輸入到比較器A2的參考信號，它會跟蹤并消除環(huán)境溫度變化對Q1的影響。R1/R2之比可適應Q2相對于Q1-1.5mV/℃溫度系數(shù)較高的-2mV/℃溫度系數(shù)(這是由于達林頓電流增益和Q2隨之而來的150倍較低的集電極電流)，這使得A2的差分比較獨立于環(huán)境溫度而僅受空速影響。

　　請注意，在高達70℃的環(huán)境溫度下，即使在零氣流下，Q1的凈結溫(溫升+環(huán)境溫度)仍低于2N4401的最大額定溫度150℃。

　　偏置電阻器R4提供了電壓偏移，因此抵消了Q2較低的Vbe并設置了氣流閾值設定點。所示的220kΩ電阻值設置了50fpm的設定點，但只需更改R4即可選擇不同的流速——R4越高，流量設定值越高。

　　圖2基于達林頓對的電路魯棒且節(jié)能。其總功耗小于400mW。

　　Stephen Woodward與EDN的設計實例專欄的關系可以追溯到很久以前。自1974年他的第一篇投稿發(fā)表以來，總共收到了他64篇投稿。

　?。ㄔ目怯贓DN美國版，參考鏈接：Self-heated Darlington transistor pair comprises new air flow sensor，由Franklin Zhao編譯。）